オペアンプ：スイッチング回路、動作原理。 非反転オペアンプ増幅回路。 オペアンプ 直流電圧増幅回路。 電気駆動用のクローズド制御システムの要素とデバイス。
28. スイム規制者。
1. オペアンプをベースとした「入出力」クラスのアナログレギュレータ
レギュレータの技術的目的に関係なく、レギュレータはすべて 2 つの大きなクラスに分類されます。
「入力/出力」クラスのパラメトリック コントローラー (P-、PI-、PID- などのコントローラー)。
ACS 状態レギュレータ (非周期的、モーダルなど)。
ES 制御システムの機能図上の最初のクラスのレギュレータは、遷移機能として指定されます。
1. 比例コントローラー (P コントローラー)。
レギュレーターの概略図を図に示します。 4.19。
コントローラー入力に制御エラー信号があると仮定します。 ×で、そして ×=で × h - ×オス。 さらに、2つの抵抗の代わりに、 R Zと R 1 つの OS が使用される - R入力
U外（ t)=に登録 ×で （ t).
2. 一体型レギュレータ (I-レギュレータ)。
レギュレータの概略図を図に示します。 4.22
米。 4.22 統合レギュレータの概略図
コントローラ伝達関数
どこ T Tそして = R VX と 0 .
レギュレータのタイミング特性:
U外（ t)=Uアウト (0)+ 1/ ( R VX と 0)×で （ t)t.
P 
ゼロ初期条件でのコントローラー内の過渡プロセス ( U出力 (0)=0) は図に示す形式になります。 4.23。
統合レギュレータの機能図を図に示します。 4.24。
3. 差動レギュレータ (D レギュレータ)。
レギュレータの概略図を図に示します。 4.25。
コントローラ伝達関数
どこ T D は積分器の時定数、 T D = R 0 と VH.
レギュレータのタイミング特性:
U外（ t)=T D (t),
どこ (t) はディラックのデルタ関数です。
レギュレータ内の過渡プロセスは図に示す形式になります。 4.26。
と 
オペアンプ自体の周波数帯域幅が限られているため、純粋な (理想的な) 微分を実現することはできないことに注意してください。 さらに、差動レギュレータのノイズ耐性が低いため、実際の差動リンクを使用する慣行が発展しており、そのようなレギュレータの回路図は図1に示したものとは多少異なります。 4.25。
差動レギュレータの機能図を図に示します。 4.27。
4. 比例積分コントローラ (PI コントローラ)。
レギュレーターの概略図を図に示します。 4.28。
コントローラ伝達関数
どこ K REG - レギュレーター伝達係数、 K REG = R 0 /R VX;
T積分器の時定数は、 Tそして = R VX と 0 .
レギュレータのタイミング特性:
U外（ t)=Uアウト (0) + ( K REG + t/ ( R VX と 0))×で （ t).
ゼロ初期条件でのコントローラーの過渡プロセスは、図に示す形式になります。 4.29。
比例積分コントローラーの伝達関数は、多くの場合、2 つの項の和としてではなく、いわゆる等値リンクとして表されます。
, (4.53)
どこ T IZ は等方性リンクの時定数であり、 Tから = R 0 C 0 ,
Tコントローラーの積分時定数は、 Tそして = R VX C 0 .
ACS 構造に含まれる PI コントローラは、制御オブジェクトの 1 つの大きな時定数を補償します (セクション 8.1 を参照)。
比例微分制御器（PD制御器）レギュレータの概略図を図に示します。
どこ K K 4.31。 R 0 /R VX;
T REG = T D = R 0 と VH.
レギュレータのタイミング特性:
U外（ t)= K REG D は積分器の時定数、で （ t) +T D (t),
どこ (t) はディラックのデルタ関数です。
P 
×
PD コントローラーの過渡プロセスは図に示す形式になります。 4.32 のレギュレータの機能図を図に示します。 4.33。
米。 4.32。 PDレギュレータの過渡プロセス
6. 比例積分微分コントローラー (PID)
レギュレーター）
レギュレータの概略図を図に示します。 4.34。
どこ Kコントローラ伝達関数 K 4.31。 R 0 /R REG - レギュレーター伝達係数、 C VX+ と 0 ;
T VX / Tそして = R VX と 0 ;
T積分時定数は、 T D = R 0 と VH.
レギュレータのタイミング特性:
U外（ t)=U D - 微分時定数、 K REG D は積分器の時定数、で （ t) + (1/Tアウト (0) + そして) D は積分器の時定数、で （ t) + T D (t),
どこ (t) はディラックのデルタ関数です。
レギュレータ内の過渡プロセスは図に示す形式になります。 4.35 の機能図を図に示します。 4.36。
PI コントローラーと同様に、PID コントローラーの MM は、多くの場合、2 次の等値リンクとして表されます。
, (4.56)
どこ T IZ,1 、T IZ,2 - 等色リンクの時定数。 T IZ,1 = R 0 と 0 ,T IZ,2 = =R入力 と入力
PID コントローラーは、制御オブジェクトの 2 つの大きな時定数を補償し、ACS の動的プロセスの強度を確保します。
オペアンプは、現代のアナログ電子機器の主要コンポーネントの 1 つです。 演算の単純さと優れたパラメータのおかげで、オペアンプは使いやすくなっています。 入力電圧の差を増幅できるため、差動アンプとも呼ばれます。
オーディオ技術におけるオペアンプの使用は、音楽スピーカーのサウンドを向上させるために特に一般的です。
図上の指定
アンプのケースからは通常5本のピンが出ており、そのうち2本が入力、1本が出力、残りの2本が電源です。
動作原理
オペアンプの動作原理を理解するのに役立つ 2 つの規則があります。
- オペアンプの出力は、入力間の電圧差がゼロになる傾向があります。
- アンプの入力は電流を消費しません。
最初の入力は「+」と指定され、非反転と呼ばれます。 2 番目の入力には「-」記号が付いており、反転しているとみなされます。
アンプの入力にはインピーダンスと呼ばれる高い抵抗があります。 これにより、入力で数ナノアンペアの電流消費が可能になります。 入力では、電圧値が評価されます。 この評価に応じて、アンプは増幅された信号を出力します。
ゲイン係数は非常に重要であり、場合によっては 100 万に達することがあります。 これは、少なくとも 1 ミリボルトが入力に印加された場合、出力電圧はアンプの電源電圧と等しくなることを意味します。 したがって、オペアンプはフィードバックなしでは使用されません。
アンプの入力は次の原理で動作します。非反転入力の電圧が反転入力の電圧よりも高い場合、出力の正の電圧が最も高くなります。 逆の状況では、出力は最大の負の値になります。
オペアンプの出力における負と正の電圧は、バイポーラ電圧が分割された電源を使用することにより可能になります。
オペアンプの電源
単三電池の場合、プラスとマイナスの 2 つの極があります。 負極をゼロ基準点とみなした場合、正極は +1.5 V を示します。これは、接続されているものから確認できます。
2 つの要素を直列に接続すると、次の図が得られます。
下部バッテリーの負極をゼロ点として、上部バッテリーの正極で電圧を測定すると、デバイスは +10 ボルトを示します。
バッテリー間の中間点をゼロとすると、それぞれ +5 ボルトと -5 ボルトに等しい正極性と負極性の電圧があるため、双極性の電圧源が得られます。
アマチュア無線の設計では、単純な分割電源回路が使用されます。
回路への電力は家庭用ネットワークから供給されます。 変圧器は電流を 30 ボルトに下げます。 中間の二次巻線にはタップがあり、これを利用して出力は +15 V および -15 V の整流電圧になります。
品種
オペアンプにはさまざまな設計があり、詳細に検討する価値があります。
反転アンプ
これが主なスキームです。 この回路の特徴は、オペアンプが増幅に加えて位相変化によっても特徴づけられることです。 文字「k」はゲインパラメータを表します。 グラフは、この回路のアンプの効果を示しています。
青色は入力信号を表し、赤色は出力信号を表します。 この場合のゲインは、k = 2 に等しくなります。出力信号の振幅は入力信号の 2 倍です。 アンプの出力が反転しているため、その名前が付けられています。 反転オペアンプの回路は次のような単純です。
これらのオペアンプは、そのシンプルな設計により人気があります。 ゲインを計算するには、次の式を使用します。
これは、オペアンプのゲインが抵抗 R3 に依存しないため、抵抗 R3 がなくても問題ないことを示しています。 ここでは保護のために使用されます。
非反転オペアンプ
この回路は前の回路と似ていますが、違いは信号の反転（反転）がないことです。 これは、信号の位相を維持することを意味します。 グラフは増幅された信号を示しています。
非反転アンプのゲインも k = 2 に等しくなります。正弦波の形式の信号が入力に供給され、出力ではその振幅のみが変化します。
この回路は前の回路と同様に単純で、2 つの抵抗があります。 入力では、信号はプラス端子に適用されます。 ゲインを計算するには、次の式を使用する必要があります。
信号が抑制されていないため、ゲインが 1 を下回らないことがわかります。
減算回路
この回路により、2 つの入力信号間に差を生じさせ、それを増幅することができます。 グラフは差動回路の動作原理を示しています。
この増幅回路は減算回路とも呼ばれる。
前述のスキームとは対照的に、より複雑な設計になっています。 出力電圧を計算するには、次の式を使用します。
式の左側 (R3/R1) はゲインを決定し、右側 (Ua – Ub) は電圧差を示します。
加算回路
この回路を統合アンプと呼びます。 減算方式の逆です。 その特別な機能は、3 つ以上の信号を処理できることです。 すべてのサウンド ミキサーはこの原理に基づいて動作します。
この図は、複数の信号を合計する機能を示しています。 電圧を計算するには、次の式が使用されます。
積分回路
回路にフィードバック コンデンサを追加すると、積分器が得られます。 これもオペアンプを使用したデバイスです。
積分回路は反転アンプに似ており、フィードバックに静電容量が追加されます。 これにより、システム動作が入力信号の周波数に依存することになります。
積分器は、信号間の遷移に関する興味深い機能によって特徴付けられます。まず、方形信号が三角信号に変換され、次に正弦波信号に変わります。 ゲインは次の式を使用して計算されます。
この式では、変数 ω = 2 π f は周波数が増加するにつれて増加するため、周波数が高くなるほどゲインは低くなります。 したがって、積分器はアクティブなローパス フィルターとして機能します。
微分回路
このスキームでは、逆の状況が発生します。 入力には容量が接続され、フィードバックには抵抗が接続されます。
回路の名前から判断すると、その動作原理は違いにあります。 信号の変化が速いほど、ゲインは高くなります。 このオプションを使用すると、高周波用のアクティブ フィルターを作成できます。 微分器のゲインは次の式を使用して計算されます。
この式は、積分器の式の逆です。 周波数が増加するにつれて、ゲインは負の方向に増加します。
アナログコンパレータ
コンパレータ デバイスは 2 つの電圧値を比較し、電圧の状態に応じて信号を低出力値または高出力値に駆動します。 このシステムにはデジタルおよびアナログ電子機器が含まれています。
このシステムの特別な機能は、メインバージョンにフィードバックがないことです。 これは、ループ抵抗が非常に高いことを意味します。
信号は正入力に供給され、ポテンショメータによって設定される主電圧が負入力に供給されます。 フィードバックがないため、ゲインは無限大になる傾向があります。
入力の電圧が主基準電圧の値を超えると、出力は正の電源電圧に等しい最高の電圧を受け取ります。 入力電圧が基準電圧より低い場合、出力値は電源の電圧に等しい負の電圧になります。
アナログ コンパレータ回路に重大な欠陥があります。 2 つの入力の電圧値が互いに近づくと、出力電圧が頻繁に変化する可能性があり、通常はリレーのスキップや誤動作につながります。 機器の故障の原因となります。 この問題を解決するために、ヒステリシスを備えた回路が使用されます。
ヒステリシス付きアナログコンパレータ
図は、前の回路と同様の回路 c の動作図を示しています。 違いは、オフとオンが同じ電圧では発生しないことです。
グラフ上の矢印の方向はヒステリシスの動く方向を示しています。 グラフを左から右に調べると、電圧 Uph でより低いレベルへの遷移が発生し、右から左に移動すると、出力電圧が電圧 Upl で最高レベルに達することがわかります。
この動作原理は、変化にはかなりの量の電圧差が必要であるため、入力電圧の値が等しい場合、出力の状態は変化しないという事実につながります。
この回路の動作により、システムにある程度の慣性が生じますが、ヒステリシスのない回路と比べて安全です。 通常、この動作原理は、ストーブ、アイロンなど、サーモスタットを備えた加熱装置に使用されます。 図はヒステリシスを持った増幅回路を示しています。
電圧は次の依存関係に従って計算されます。
電圧中継器
オペアンプはボルテージフォロワ回路でよく使用されます。 これらのデバイスの主な特徴は、信号を増幅または減衰しないことです。つまり、この場合のゲインは 1 に等しいということです。 この機能は、フィードバック ループの抵抗がゼロに等しいという事実によるものです。
このようなボルテージフォロアシステムは、負荷電流とデバイスの性能を向上させるためのバッファとして最もよく使用されます。 入力電流はゼロに近く、出力電流はアンプのタイプに依存するため、一部のセンサーなどの弱い信号源をアンロードすることが可能です。
コントローラは誤差（基準信号とフィードバック信号の差）を計算し、特定の数学的演算に従って制御動作に変換します。
ACS では主に、比例 (P)、積分 (I)、比例積分 (PI) のタイプのコントローラーが使用されます。 変換される信号の種類に応じて、アナログレギュレータとデジタルレギュレータが区別されます。
アナログレギュレータ(AR) はオペアンプに基づいて実装されており、 デジタル- 特殊なコンピューティング デバイスまたはマイクロプロセッサに基づいています。 アナログ コントローラーは、時間の連続関数であるアナログ信号のみを変換します。 APを通過する際、連続信号の各瞬時値が変換されます。
AR を実装するには、負帰還を備えた加算増幅回路に従ってオペアンプ (オペアンプ) を接続します。 レギュレータの種類とその伝達関数は、入力回路とオペアンプのフィードバック回路で抵抗とコンデンサを接続する回路によって決まります。
比例コントローラ (P レギュレータ) は、抵抗 R os のオペアンプ抵抗をフィードバック回路に接続することによって実装されます。 このコントローラーの特徴は比例係数です。 に 、1 より大きくても小さくても構いません。
オペアンプコンデンサ C がフィードバック回路に接続されると、積分レギュレータ (I レギュレータ) が実装されます。 このタイプのコントローラーは時定数によって特徴付けられます。 T.
比例積分コントローラ (PI コントローラ) は、抵抗値 Roc の抵抗器とコンデンサ Coc をオペアンプのフィードバック回路に接続することによって実装されます。 このようなレギュレータは、次のパラメータによって特徴付けられます。 比例係数 に と時定数 T.
すべてのタイプのレギュレータで、実装回路には入力抵抗 R 1 があります。
レギュレータの実装スキーム、レギュレータの出力電圧 U out の入力 U in への依存性とそのグラフ表示、レギュレータのパラメータを求める式を表 1 に示します。
表 1 - レギュレーター
電流センサーの目的と、それに適用される要件について説明します。 変圧器電流センサーとシャントベースの電流センサーを備えた DC 電気ドライブの機能図を提供します。
電流センサー (CT) は、モーター電流の強さと方向に関する情報を取得するように設計されています。 これらには次の要件が適用されます。
0.1I nomから5I nomまでの制御特性の直線性が0.9以上。
電源回路と制御システムのガルバニック絶縁の利用可能性。
高いパフォーマンス。
AEP 座標センサーは、構造的には測定トランスデューサー (MT) とマッチング デバイス (CU) のシリアル接続として表すことができます (図 1)。 測定トランスデューサは座標を変換します ×電圧信号で そして(または現在の 私）、比例 X.整合器は出力信号を変換します そして IP をフィードバック信号 u os に変換します。サイズと形状は ACS を満たします。
図 1 – AEP 座標センサーのブロック図
変流器、平滑チョークの追加 (補償) 巻線、ホール素子、シャントは、DT の測定トランスデューサーとして使用されます。
シャントに基づく電流センサーは、モーター電流の測定に広く使用されています。 シャント純粋にアクティブな抵抗を備えた 4 端子抵抗器です Rw(無誘導シャント)、電源回路は電流端子に接続され、測定回路は電位端子に接続されます。 (図2)
モーター回路の電流通過に対するシャントの影響を軽減するには、その抵抗を最小限に抑える必要があります。 シャント両端の公称電圧降下は通常 75 mV であるため、アンプを使用して増幅する必要があります。シャントは電源回路に潜在的に接続されているため、電流センサーにはガルバニック絶縁デバイス (GID) が含まれている必要があります。 このようなデバイスとして、トランスや光電子デバイスが使用されます。
図 2 – シャントに基づく電流センサーを接続するための回路図
変流器に基づく DT は、主に DC AED で使用され、対称ブリッジの単相および三相整流器によって電力が供給されているときにモーターの電流を測定します。 単相整流器 (図 3) の場合は 1 つの変流器 (TA1) が使用され、三相整流器の場合はスターに接続された 3 つの変圧器が使用されます。 変流器の動作モードが短絡モードに近いことを保証するために、変流器の二次巻線には低抵抗抵抗 R CT (0.2...1.0 オーム) が負荷されます。 二次巻線の交流電圧の変換は、整流器 VD1...VD4 によって実行されます。
図 2 – 変流器に基づいた電流センサーを接続するための回路図
13. 電機子EMFセンサーの機能図を提供し、その動作原理を説明します.
速度制御範囲の要件が低い (最大 50) ため、EMF フィードバックが電気駆動装置のメイン フィードバックとして使用されます。 アーマチュア EMF センサーの動作原理は、モーターの EMF の計算に基づいています。
EMF センサーの機能図を図 1 に示します。
図 1 – 電機子 EMF センサーの機能図
電機子電圧を測定するには、抵抗器 R2、R3 に分圧器を使用します。 モーターの電機子電流を測定するには、平滑チョークの追加巻線 L1.2 が使用されます。 電圧 そして私 A1 は、分周器、RC フィルター、リピータを介して加算器 A2 に供給されます。 電機子巻線の両端の電圧降下に比例する信号も加算器 A2 の入力に供給されます。 りぃ。 ts ∙i i.
出力電圧式 あなたで定常状態動作用のアンプ A2 は次の形式になります。
どこ に de – EMFセンサーの透過係数、
e I は電機子起電力です。
モーターの電機子の電圧に比例した信号を取得するには、次の回路に従って抵抗分圧器を接続することもできます。
図 2 – 電圧センサーの接続図
分圧器の出力電圧は
分圧器に加えて、電圧センサーにはガルバニック絶縁デバイスも含まれる場合があります。
増幅器。
14. 垂直シングルチャネルパルス位相制御システムの図を描き、タイミング図を使用してその動作原理を説明します。
整流サイリスタを制御するには、次の機能を実行するパルス位相制御システム (PPCS) が使用されます。
特定のサイリスタが開く瞬間を決定する。 これらの時間は、ACS の出力から SIFU の入力に送られる制御信号によって設定されます。
必要な時間にサイリスタの制御電極に送信され、必要な振幅、電力、持続時間を有する開放パルスの形成。
単相ブリッジ整流器のサイリスタを制御する垂直シングルチャネル SIFU の動作を考えてみましょう (図 1)。
図 1 – 単相ブリッジ整流器の図
交流電圧発生器 GPN は、同期装置から電圧 C を受け取ると起動します (図 2)。 これは、サイリスタに直流電圧が印加された瞬間に起こります。 自然な転流点で。
図 2 – 垂直シングルチャネル SIFU のスキーム
GPG の出力から鋸歯状電圧が比較デバイス US に供給され、そこで制御電圧 U y と比較されます (図 3)。 鋸歯状電圧と制御電圧が等しくなった瞬間に、制御ユニットはパルスを生成し、パルス分配器RIを通ってパルス整形器FI1またはFI2に送信され、次に出力整形器VF1またはVF2を通って整流サイリスタに送信されます。 出力ドライバは電力の開始パルスを増幅し、SIFU を電力セクションから分離する可能性があります。 コンパレータにはオペアンプをベースとしたコンパレータを使用しています。
図 3 – SIFU の動作図
15. 共同制御を備えた三相ゼロ可逆整流器を備えた電気駆動装置の機能図を示し、その動作原理を説明します。
サイリスタのセットをまとめて制御する場合、開放パルスは両方のセット VS1、VS2、VS3 と VS4、VS5、VS6 に同時に適用されます (図 1)。 同時に、エンジンの回転方向に応じて、1 つのセットは整流モードで動作し、もう 1 つのセットはインバーター モードで動作します。 電機子電流は、整流器モードで動作するセットを通って流れます。
図 1 – 三相ゼロバルブのセットの共同制御
反転整流器
整流サイリスタ制御システムには、2 つの SIFU (SIFU1、SIFU2) と 1 つのアナログ インバータ A1 が含まれています。
VS1、VS2、VS3 が整流モードで動作し、VS4、VS5、VS6 がインバータモードで動作すると、モーターは正転します。 逆の場合はエンジンが逆回転します。
両方のセットに開放パルスが印加されるため、変圧器 TV1 の二次巻線の 2 相の閉回路が、2 つの開放バルブ、たとえば VS1 と VS6 を介して回路内に形成されます。
この回路では二次巻線の二相の起電力の和が働きます。これを EMFのイコライズ:
どこ e1、e2 -それぞれセット VS1...VS3 および VS4...VS6 の整流 EMF。
EMFの等化 e ur はイコライジング電流レベル 1 を作成します。 均等化電流に関連して、トランス TV1 は短絡モードになっています。 変圧器の有効抵抗と誘導抵抗は小さいです。 したがって、均等化電流を制限するために、流れ回路に均等化リアクトル L1、L2 が含まれています。
均等化リアクトルの組み込みに加えて、均等化電流の制限は、セットの協調制御によって達成されます。 ユーロはゼロに等しい、つまり
E ur = E 1 + E 2 = E 0 (cosα 1 +cosα 2) = 0、(1)
どこ E1、E2- EMF の一定成分 e1および e 2 をそれぞれ。 E0- α = 0 における整流起電力の定数成分。 α 1、α 2 - セット VS1...VS3 および VS4...VS6 の開き角度。
条件(1)は、a 1 + a 2 =p のときに満たされます。 この条件は、サイリスタのセットを協調制御するための条件です。
共同管理には次の利点があります。
· 電流の均等化により、モーター負荷電流の大きさに関係なく、両方のセットの導通状態が保証され、その結果、特性の直線性が保証されます (断続電流モードはありません)。
· 回路内のスイッチングを伴わない電流反転に対する常に準備が整っているため、高いパフォーマンスが得られます。
ただし、共同制御では均等化リアクトルを設置する必要があり、電気駆動装置の重量、コスト、寸法が増加します。 均等化電流が流れると、電力回路要素の負荷が増加し、整流器の効率が低下します。
16. 個別制御を備えた可逆整流器を備えた電気駆動装置のブロック図を描き、その動作原理を説明します。
別個の制御を備えた可逆整流器では、一方のセットのサイリスタが整流器モードまたはインバータ モードで動作しているとき、もう一方のセットは完全に無効になります (開放パルスが除去されます)。 その結果、均等化電流回路がなくなり、均等化リアクトルが不要になります。
個別制御付き可逆整流器 (RSRU) を備えた電気ドライブのブロック図を図 1 に示します。RSRU の動作は、サイリスタ制御システムの追加要素、つまりバルブ導電率センサー (VCS)、論理スイッチング デバイス ( LSD）、特性スイッチ（CH）。
図 1 – 可逆整流器を備えた電気駆動装置のブロック図
個別制御付き
DPV は、整流サイリスタの状態 (開または閉) を判断し、サイリスタの遮断に関する信号を生成するように設計されています。これは、セット内に電流が存在しないことに相当します。
医療施設は次の機能を実行します。
信号 U 3 で指定されたモーター電流の必要な方向に応じて、必要なバルブのセット「前方」または「後方」(KV 「V」または KV 「N」) を選択します。
「前進」(「B」) キーと「後退」(「H」) キーを使用して、サイリスタの両方のセットで同時に開放パルスが発生することを禁止します。
以前に動作していたセットに電流が流れている限り、これから動作するセットへの開路パルスの供給を禁止します。
以前に動作していたセットのすべてのサイリスタが閉じる瞬間と、動作を開始するセットに開パルスが供給される瞬間との間に一時的な休止を形成します。
特性スイッチは、SIFU α = ƒ(u y) の単極調整特性を反転信号 U y と一致させるように機能します。
モータの逆転は速度コマンドの符号の変化から始まり、これにより電流コマンド Uc の符号が変化します。 これにより、制御電圧 U y が減少し、「順方向」バルブセットのサイリスタの開き角 α 1 が増加します。したがって、EMF E 1 が減少し、最終的には電機子電流が減少します。ゼロに。 バルブの閉鎖は DPV によって記録されます。 DPV から信号を受信すると、LPU は両方のセットのサイリスタへのパルスの供給を禁止し (「B」が開きます)、同時に休止時間のカウントを開始します。 完了後、LPU は「Back」バルブ セット (「H」が閉じている) のサイリスタに開放パルスを供給し、PH を切り替える許可を生成します。 PC を切り替えると、SIFU の入力における制御電圧 U の極性が変わります。 この瞬間から、角度α 2 の開放パルスがHF「N」に供給され始め、インバータモードでのセットの動作が保証されます。 回転起電力は E 2 より大きいため、電機子電流は逆方向に流れます。 エンジンは発電機モードに切り替わり、回生ブレーキが実行されます。
個別制御には次の利点があります。
均等化リアクトルがないため、可逆整流器の寸法、重量、コストが大幅に削減されます。
均等化電流がないため、整流器での電力損失が低減され、効率が向上します。
分割方程式の欠点は次のとおりです。
整流器制御特性の線形化を必要とする断続電流モードの存在。
医療施設、長期介護施設、精神病院の存在によるより複雑な管理システム。
セットを切り替えるときのデッドポーズの存在。
外部擾乱の補償の原理と偏差の原理に従って構築された電子デバイスの閉じた構造を与えて説明します。 直流電気駆動装置用の 2 回路スレーブ制御システムのブロック図を作成し、そのブロックを説明します。
密閉構造の ED は、外乱の補償の原理と、フィードバック原理とも呼ばれる偏差の原理に従って構築されています。
電気ドライブの最も特徴的な外部外乱、つまり速度 ω を調整するときの負荷トルク Мс の補償の例を使用して、補償の原理を考えてみましょう (図 1a)。
図 1 – 電子構造の閉じた構造
このような電気駆動装置の閉鎖構造の主な特徴は、負荷トルクに比例する信号が速度設定信号 Usc とともに電気駆動装置の入力に供給される回路の存在です。
Um = Km・Ms、Km は比例係数です。
その結果、電気駆動装置は合計信号 U ∆ によって制御され、負荷トルクが変動すると自動的に変化し、速度が所定のレベルに維持されるようになります。 その有効性にもかかわらず、この方式を使用した電気駆動制御は、単純で信頼性の高い負荷トルクセンサーが不足しているため、ほとんど実行されていません。
したがって、ほとんどの閉回路では偏向原理が使用され、電子デバイスの出力を入力に接続するフィードバック回路の存在によって特徴付けられます。 この場合、速度を調整する際には速度フィードバック回路が使用され（図1b）、現在の速度値に関する情報（信号Uos = Kos∙ ω）が電気ドライブの入力に供給され、そこで減算されます。速度設定信号Ussから 制御は偏差信号 U ∆ =Uзс-Uос (不一致またはエラー信号とも呼ばれます) によって実行され、速度が設定速度と異なる場合、それに応じて自動的に変化し、自動制御システムの助けを借りて行われます。 、これらの偏差を排除します。
制御される座標の種類に応じて、ED は速度、位置、電流、磁束、電圧、EMF のフィードバックを使用します。
下位規制システム。
EUT の動きを制御するには、EP のいくつかの座標を調整する必要がある場合があります。 たとえば、電流（トルク）と速度です。 この場合、クローズド ED は従属座標制御を伴うスキームに従って実行されます。
図 2 – 2 回路スレーブ制御システムのブロック図
このスキームでは、各座標の調整は独自の調整器 (電流 RT および速度 RS) によって実行され、係数 Kost および Koss による対応するフィードバックとともに閉ループを形成します。 これらの回路は、電流回路 Uzt の入力 (マスター) 信号がその外部の速度回路の出力信号となるように配置されています。 したがって、内部電流ループは、電気駆動装置の主要な調整可能な座標である外部速度ループに従属することになります。 RT 出力からの U ∆ 信号はサイリスタ コンバータ TP に供給されます。 電気モーターは、電気 (ESM) と機械 (MCD) の 2 つの部分で表されます。
このような方式の主な利点は、各座標の制御を最適に調整できることです。 また、電流ループを速度ループに従属させることで、速度制御器の出力信号（基準信号）を一定の電流レベルに維持するだけで電流とトルクを制限する処理が簡略化できます。適切なレベル。
中間直流リンク (SFC IDC) を備えた静止型周波数コンバータの用途を説明します。 PZPT HRC のブロック図を示します。IM ステーターの電圧を調整する方法が異なります。
HRC PZPT は、振幅と周波数が一定の交流電圧を、振幅と周波数が調整可能な交流電圧に変換するように設計されています。
HRC CRPT には、電圧調整の方法に応じて 3 つのタイプがあります。
1. 制御整流器を備えた HRC PZPT
この回路では、電圧振幅は整流器の出力で調整されます (図 1)。
図 1 - 制御された整流器を備えた HRC PZPT
CF は、交流エネルギーを直流エネルギーに変換する制御された整流器です。
F – フィルター。電流と電圧のリップルを平滑化します。
そして、直流を交流に変換するために使用されるインバーター。
SUV – 整流器制御システム。
IMS – インバーター制御システム。
FP は関数コンバータであり、周波数設定信号 U z を変換するために使用されます。 f. 電圧設定信号 U z に入力します。 あなた。 実装された周波数制御法に応じて。
DC リンクのフィルター F のタイプに応じて、自律型インバーター I は電流 AI と電圧 AI に分割されます。 AI 電流に基づく IFC では、フィルタは高インダクタンスを持つリアクトル L です (図 2a)。 このようなインバータは電流源であるため、この回路では、モータに対する制御効果は周波数とステータ電流になります。
図 2 - フィルター回路
電圧 AI は電圧源であり、この目的のためにフィルタにはインダクタンス L に加えて大容量コンデンサ C が含まれています (図 2b)。 AI 電圧による VHF システムのモーターへの制御影響は、電圧の振幅と周波数です。
2. DC リンクに非制御整流器とパルス幅制御コンバータ (PWCC) を備えた HRC PZPT (図 3)。
図 3 - 制御されていない整流器と PSIU を備えた HRC PZPT
この場合、電圧調整は、非制御整流器 NV とインバータ I の間に設置された PShIU で実行されます。NV からの無調整の定電圧は PShIU に供給され、そこで大きさが調整され、シーケンスに変換されます。方形パルスであり、フィルタ Ф でフィルタリングされ、インバータ I の入力に供給されます。
3. 非制御整流器を備え、インバーター内の電圧のパルス幅変調を備えた HRC PZPT (図 4)。
図 4 - インバーターで電圧をパルス幅変調する PFC DCPT
この回路では、電圧振幅と周波数の調整が I で組み合わされています。パルス幅変調は、複雑なバルブ スイッチング アルゴリズムを使用して実現され、制御されたスイッチ (パワー トランジスタまたは人工スイッチングを備えたサイリスタ) を備えたコンバータでのみ実装できます。
コントローラは不一致を計算し、特定の数学的演算に従って制御動作に変換します。 VSAU は主に、比例 (P)、積分 (I)、比例積分 (PI)、比例積分微分 (PID) のタイプのコントローラーを使用します。 変換される信号の種類に応じて、アナログレギュレータとデジタルレギュレータが区別されます。 アナログレギュレータ (AR) はオペアンプに基づいて実装されており、 デジタル - 特殊なコンピューティング デバイスまたはマイクロプロセッサに基づいています。 アナログ コントローラーは、時間の連続関数であるアナログ信号のみを変換します。 APを通過する際、連続信号の各瞬時値が変換されます。
AR を実装するには、負帰還を備えた加算増幅回路に従ってオペアンプ (オペアンプ) を接続します。 レギュレータの種類とその伝達関数は、入力回路とオペアンプのフィードバック回路で抵抗とコンデンサを接続する回路によって決まります。
コントローラーを分析する際には、次の 2 つの主な仮定を使用します。これらの仮定は、線形動作モードで負のフィードバックを備えたオペアンプに対して高い精度で満たされます。
差動入力電圧 Uオペアンプ入力はゼロに等しい。
オペアンプの反転入力と非反転入力は電流を消費しません。 入力電流 (図 2.2)。 非反転入力は「ゼロ」バスに接続されているため、最初の仮定によれば、反転入力の電位φa もゼロになります。
米。 2.2.比例制御装置の機能図
式 (2.1) の変数の増分に移り、ラプラス変換を使用して、P レギュレーターの伝達関数を取得します。
どこ - 比例ゲイン。
したがって、P-レギュレータでは誤差信号の比例増幅（定数倍）が行われます。 あなた人種
係数は 1 より大きくても小さくてもかまいません。 図では、 2.3 は依存関係を示します あなたで = f(t)エラー信号変化時のP-レギュレータ あなた人種
積分レギュレータ (I レギュレータ) は、オペアンプ コンデンサ C をフィードバック回路のオペアンプに接続することによって実装されます (図 2.4)。 Iコントローラーの伝達関数
ここで、 は積分定数 s です。
米。 2.4. 統合レギュレータの機能図
Iコントローラはエラー信号を統合します あなた人種
比例積分コントローラ (PI コントローラ) は、フィードバック ループに抵抗 R OU とコンデンサ C OU を含めることによって実装されます (図 2.6)。
米。 2.6. PIコントローラーの機能図
PIコントローラーの伝達関数
は、比例コントローラーと積分コントローラーの伝達関数の合計です。 PI 制御器は P 制御器と I 制御器の性質を併せ持つため、誤差信号の比例増幅と積分を同時に行います。 あなた人種
比例・積分・微分コントローラ (PID コントローラ) は、PI コントローラ内のコンデンサ C 3 と C OS を抵抗 R 3 と R OC と並列に接続することで最も単純なケースで実装されます (図 2.8)。
米。 2.8. PIDコントローラーの機能図
PIDコントローラ伝達関数
ここで、 は PID コントローラーの比例ゲインです。 - 微分定数; - 積分定数。 ; 。
PID コントローラーの伝達関数は、比例、積分、および微分コントローラーの伝達関数の合計です。 PID コントローラーは誤差信号の比例増幅、微分、積分を同時に実行します。 あなた人種
17 質問 AEP 座標センサー。
センサーのブロック図。 AED (自動電気駆動装置) はセンサーを使用して、制御された座標に関するフィードバック信号を受信します。 センサーは、AED と相互作用し、この相互作用に対する反応を電気信号に変換することによって、AED の制御された座標の状態を通知するデバイスです。
AED では、電流、電圧、EMF、トルク、速度、変位などの電気的および機械的座標が制御されます。 それらを測定するには、適切なセンサーが使用されます。
AEP 座標センサーは、構造的には測定トランスデューサー (MT) と整合器 (CU) の直列接続として表すことができます (図 2.9)。 測定トランスデューサは座標を変換します ×電圧信号で そして(または現在の 私)、比例 × . 整合器は出力信号を変換します そして IPをフィードバック信号に変換 あなた OS , 自走砲としては十分な大きさと形状を持っています。
米。 2.9. AEP座標センサーのブロック図
電流センサー。電流センサー (CT) は、モーター電流の強さと方向に関する情報を取得するように設計されています。 これらには次の要件が適用されます。
0.1I nomから5I nomまでの制御特性の直線性が0.9以上。
電源回路と制御システムのガルバニック絶縁の利用可能性。
高いパフォーマンス。
変流器、平滑チョークの追加 (補償) 巻線、ホール素子、シャントは、DT の測定トランスデューサーとして使用されます。
シャントに基づく電流センサーは、モーター電流の測定に広く使用されています。 シャント純粋にアクティブな抵抗を備えた 4 端子抵抗器です R sh (無誘導シャント)、電源回路は電流端子に接続され、測定回路は電位端子に接続されます。
オームの法則によれば、アクティブ抵抗の両端の電圧降下は そして=R w 私。
モーター回路の電流通過に対するシャントの影響を軽減するには、その抵抗を最小限に抑える必要があります。 シャント両端の公称電圧降下は通常 75 mV であるため、必要な値 (3.0 ～ 3.5 V) まで増幅する必要があります。 シャントは電源回路と潜在的に接続されているため、電流センサーにはガルバニック絶縁デバイスが含まれている必要があります。 このようなデバイスとして、トランスや光電子デバイスが使用されます。 シャントに基づく電流センサーのブロック図を図に示します。 2.13.
米。 2.13.シャントベースの電流センサーのブロック図
現在、電流センサーは、 ホール素子、薄板またはフィルムの形をした半導体材料で作られています（図2.14）。 電流 I X が誘導により磁場に垂直に配置されたプレートを通過するとき で、ホール起電力がプレート内に誘導される e×：
ここで、 は材料の特性とプレートの寸法に応じた係数です。
電圧センサー。 で抵抗分圧器は、電気駆動装置の電圧測定コンバータとして使用されます (図 2.16)。
米。 2.16電圧センサーの機能図
分圧器の出力電圧。
EMFセンサー。速度制御範囲の要件が低い (最大 50) ため、EMF フィードバックが電気駆動装置のメイン フィードバックとして使用されます。
米。 2.17。電機子起電力センサーの機能図
速度センサー。エンジンローターの角速度に比例した電気信号を取得するには、タコジェネレーターとパルス速度センサーが使用されます。 タコジェネレータは、アナログ自動制御システム、パルス自動制御システム、デジタル自動制御システムで使用されます。
速度センサーはドライブ全体の静的および動的パラメーターを決定するため、制御特性の線形性、出力電圧の安定性、およびそのリップルのレベルについて厳しい要件が課されます。
永久磁石を備えた DC タコジェネレータは、電気駆動装置に広く普及しています。 逆脈動のレベルを低減するために、電動モーターにはタコジェネレーターが組み込まれています。
パルス速度センサーでは、パルス変位トランスデューサーが主測定トランスデューサーとして使用され、パルス数はシャフトの回転角度に比例します。
位置センサー。 で現在、誘導コンバータと光電子コンバータは、機械や機構の可動部品の動きを測定するために電気駆動装置に使用されています。
誘導変圧器には、回転変圧器、セルシン、インダクトシンが含まれます。 インダクトシンは環状または線状にすることができます。
回転変圧器 (VT)これらは、回転角 α をこの角度に比例する正弦波電圧に変換する交流電気マイクロマシンと呼ばれます。 自動制御システムでは、回転変圧器は、特定の指定位置からのシステムの偏差を記録する不整合計として使用されます。
回転変圧器には、固定子と回転子上に 2 つの同一の単相分布巻線があり、互いに 90° ずらされています。 ローター巻線からの電圧は、スリップ リングとブラシ、またはリング変圧器を使用して除去されます。
正弦波モードにおける VT の動作原理は、ステーターとローター巻線の軸の角度位置に対する、ステーターの脈動磁束によってローター巻線に誘導される電圧の依存性に基づいています。
セルシンは、励起と同期の 2 つの巻線を備えた交流電気マイクロマシンです。 励磁巻線の相数により、単相シンクロと三相シンクロが区別されます。 同期巻線は常に三相です。 自走砲ではリングトランスによる非接触シンクロが広く使われています。
リングトランスを備えた非接触シンクロナイザーの同期巻線はステーターのスロットに配置され、励磁巻線はスロットまたはシンクロナイザーのローターの顕著な極に配置されます。 リングトランスの特徴は、その一次巻線がステータ上に配置され、二次巻線がロータ上に配置されていることです。 巻線は、ステータとロータのリング磁気コアで構成される磁気システム内に配置されたリングの形状をしており、ロータでは内部磁気回路によって接続され、ステータでは外部磁気回路によって接続されています。 自走砲では、シンクロは振幅および位相回転モードで使用されます。
振幅モードでシンシン巻線をオンにするための回路図を図に示します。 2.19。 このモードにおけるシンクロナイザーの入力座標はローター回転角τです。 相巻線の中心線を基準点とします A.
米。 2.19。振幅モードでの synsyn 巻線のスイッチオンの機能図
位相シフトモードでシンシン巻線をオンにするための回路図を図に示します。 2.20。 このモードにおけるシンクロナイザの入力座標は回転角τ、出力座標は出力EMFの位相φです。 e交流電源電圧に関連して出力されます。
米。 2.20。位相回転モードでの Synsyn 巻線のスイッチオンの機能図
18 質問 パルス位相制御システム。 サイリスタ制御の原理。
整流器では、サイリスタが制御されたスイッチとして使用されます。 サイリスタを開くには、次の 2 つの条件を満たす必要があります。
アノード電位はカソード電位を超える必要があります。
オープニング (制御) パルスを制御電極に印加する必要があります。
サイリスタのアノードとカソードの間に正の電圧が現れる瞬間を次のように呼びます。 自然に開く瞬間。 開放衝撃の供給は、自然な開放の瞬間に対して開放角度だけ遅延させることができる。 その結果、サイリスタを流れる電流の開始が遅れて動作し、整流器の電圧が調整されます。
整流サイリスタを制御するには、次の機能を実行するパルス位相制御システム (PPCS) が使用されます。
特定のサイリスタが開く瞬間を決定する。 これらの時間は、ACS の出力から SIFU の入力に送られる制御信号によって設定されます。
送信される開始パルスの形成 私サイリスタの制御電極に適切なタイミングで、必要な振幅、電力、持続時間を与えます。
自然開口点に対する開口パルスのシフトを取得する方法によれば、水平制御原理、垂直制御原理、および統合制御原理が区別される。
水平制御 (図 2.28) では、制御交流正弦波電圧 あなた y は電圧に対して (水平方向に) 位相がずれています。 あなた 1、整流器に給電します。 ある瞬間に ωt=α制御電圧から方形ロック解除パルスを生成 U GT . 水平制御は電気駆動装置では実際には使用されません。これは、角度制御αの範囲が限られているためです (約 120°)。
垂直制御（図 2.29）では、制御電圧が等しいときに開放パルスの供給の瞬間が決定されます。 あなた y (形状は一定) と可変基準電圧 (垂直)。 電圧が等しくなった瞬間に、方形パルスが形成されます。 U gt.
積分制御（図2.30）では、交流制御電圧が等しいときに開極パルスを供給する瞬間が決まります。 そしてで一定の基準電圧を使用した場合 U o p. 電圧が等しくなった瞬間に、方形パルスが形成されます。 U gt.
米。 2.28。水平制御原理
米。 2.29。垂直制御原理
米。 2.30。統合制御原理
開口角αのカウント方法に応じて、SIFUはマルチチャネルとシングルチャネルに分けられます。 マルチチャネル SIFU では、各整流サイリスタの角度 a はそれ自体のチャネルで、単一チャネルの場合はすべてのサイリスタの 1 つのチャネルで測定されます。 産業用電気ドライブでは、垂直制御原理を備えたマルチチャネル SIFU が主に使用されます。
この記事では、標準的なオペアンプについて説明し、このデバイスのさまざまな動作モードの例も示します。 今日では、アンプなしで機能する制御デバイスは 1 つもありません。 これらは、信号を使用してさまざまな機能を実行できる真のユニバーサルデバイスです。 このデバイスがどのように機能するのか、そしてこのデバイスで具体的に何ができるのかについてさらに詳しく学びます。
反転アンプ
オペアンプの反転増幅回路は、画像でわかるように非常に単純です。 これはオペアンプに基づいています (その接続回路についてはこの記事で説明します)。 さらに、ここで:
- 抵抗 R1 の両端には電圧降下があり、その値は入力値と同じです。
- 抵抗器にも R2 があります。これは出力のものと同じです。
この場合、出力電圧と抵抗 R2 の比は、入力電圧と R1 の比の値に等しくなりますが、符号が逆になります。 抵抗と電圧の値がわかれば、ゲインを計算できます。 これを行うには、出力電圧を入力電圧で除算する必要があります。 この場合、オペアンプ（その接続回路は任意）の種類に関係なく、同じゲインを得ることができる。
フィードバック動作
ここで、フィードバックがどのように機能するかという 1 つの重要な点を詳しく見てみる必要があります。 入力に電圧があるとします。 計算を簡単にするために、その値を 1 V とします。また、R1=10 kOhm、R2=100 kOhm と仮定します。
ここで、カスケードの出力電圧が 0 V に設定されるという、予期せぬ状況が発生したと仮定しましょう。 次に、興味深い様子が観察されます。2 つの抵抗がペアで動作し始め、一緒に分圧器を形成します。 反転段の出力では、0.91 V のレベルに維持されます。この場合、オペアンプにより入力間の不整合が記録され、出力の電圧が低下します。 したがって、例えばセンサーからの信号増幅器の機能を実現するオペアンプ回路の設計が非常に簡単になります。
そして、この変化は出力が 10 V の安定値に達するまで続きます。オペアンプの入力の電位が等しくなるのはこの瞬間です。 そしてそれらは地球の電位と同じになります。 一方、デバイスの出力電圧が低下し続け、それが -10 V を下回ると、入力の電位はグランドの電位よりも低くなります。 この結果、出力の電圧が増加し始めます。
この回路には大きな欠点があります。フィードバック回路が閉じている場合、特に電圧ゲインが高いアンプの場合、入力インピーダンスが非常に小さくなります。 さらに説明する設計には、これらの欠点がすべてありません。
非反転アンプ
図は非反転オペアンプの回路を示しています。 それを分析した後、いくつかの結論を導き出すことができます。
- 電圧値 UA は入力電圧と等しくなります。
- 電圧 UA は分圧器から除去されます。これは、出力電圧と R1 の積と抵抗 R1 と R2 の合計の比に等しくなります。
- UA の値が入力電圧と等しい場合、ゲインは入力電圧に対する出力電圧の比率に等しくなります (または、抵抗 R2 と R1 の比率に 1 を加算することもできます)。
この設計は非反転アンプと呼ばれ、ほぼ無限の入力インピーダンスを持ちます。 たとえば、411 シリーズのオペアンプの場合、その値は最小値の 1012 オームです。 また、バイポーラ半導体トランジスタをベースにしたオペアンプの場合は、原則として 108 オームを超えます。 しかし、カスケードの出力インピーダンスは、前述の回路と同様に非常に小さく、オームの数分の一です。 オペアンプを使用する回路を計算する場合は、これを考慮する必要があります。
ACアンプ回路
記事の前半で説明した両方の回路は、両方の回路で動作します。ただし、入力信号源とアンプの間の接続が交流である場合、デバイスの入力で電流を接地する必要があります。 また、電流値は非常に小さいことに注意する必要があります。
AC信号を増幅する場合、DC信号のゲインを1まで下げる必要があります。 これは、電圧ゲインが非常に大きい場合に特に当てはまります。 これにより、デバイスの入力に加わるせん断電圧の影響を大幅に低減することができます。
交流電圧を扱う回路の 2 番目の例
この回路では、-3 dB のレベルで 17 Hz の周波数に対応していることがわかります。 その上で、コンデンサのインピーダンスは2キロオームのレベルであることがわかります。 したがって、コンデンサは十分な大きさでなければなりません。
ACアンプを構築するには、非反転タイプのオペアンプ回路を使用する必要があります。 そして、かなり大きな電圧ゲインが必要です。 ただし、コンデンサが大きすぎる可能性があるため、使用しないことをお勧めします。 確かに、正しいせん断応力を選択し、その値をゼロにする必要があります。 または、T 字型の分圧器を使用して、回路内の両方の抵抗の抵抗値を増やすこともできます。
どのスキームを使用するのが望ましいでしょうか?
ほとんどの設計者は、入力インピーダンスが非常に高い非反転アンプを好みます。 そして、彼らは反転型回路を無視します。 しかし、後者には大きな利点があります。オペアンプの「心臓部」であるオペアンプ自体に要求がありません。
さらに、その特性は実際にははるかに優れています。 また、仮想接地の助けを借りて、すべての信号を簡単に組み合わせることができ、相互に影響を与えることはありません。 オペアンプをベースにした DC 増幅回路も設計に使用できます。 すべてはニーズ次第です。
そして最後は、ここで説明する回路全体が別のオペアンプの安定した出力に接続されている場合です。 この場合、入力インピーダンスの値は重要な役割を果たしません。少なくとも 1 kΩ、少なくとも 10、少なくとも無限大です。 この場合、最初のカスケードは常に次のカスケードとの関連でその機能を実行します。
リピータ回路
オペアンプをベースにしたリピータは、バイポーラ トランジスタで構築されたエミッタと同様に動作します。 そして、同様の機能を実行します。 本質的に、これは非反転アンプであり、最初の抵抗器の抵抗値は無限に大きく、2 番目の抵抗器の抵抗値はゼロです。 この場合、ゲインは 1 に等しくなります。
リピータ回路のみの技術で使用される特別なタイプのオペアンプがあります。 それらは大幅に優れた特性を持っています - 原則として、高性能です。 例としては、OPA633、LM310、TL068 などのオペアンプが挙げられます。 後者はトランジスタのような本体と 3 つの端子を持っています。 多くの場合、このようなアンプは単にバッファと呼ばれます。 実際には、それらは絶縁体の特性（非常に高い入力インピーダンスと非常に低い出力）を持っています。 オペアンプに基づく電流増幅回路の構築にも、ほぼ同じ原理が使用されます。
アクティブモード
基本的に、これはオペアンプの出力と入力が過負荷にならない動作モードです。 非常に大きな信号が回路の入力に印加されると、出力ではコレクタまたはエミッタの電圧レベルに応じてカットが開始されます。 しかし、出力電圧がカットオフレベルに固定されている場合、オペアンプの入力電圧は変化しません。 この場合、範囲は電源電圧を超えることはできません。
ほとんどのオペアンプ回路は、この振幅が電源電圧より 2 V 低くなるように設計されていますが、それはすべて、どのような特定のオペアンプ アンプ回路が使用されるかによって異なります。 オペアンプに基づく安定性にも同様の制限があります。
浮遊負荷のある電源に特定の電圧降下があるとします。 電流が正常な方向に流れると、一見すると奇妙な負荷に遭遇する可能性があります。 たとえば、いくつかの逆極性バッテリー。 この設計は、直接充電電流を得るために使用できます。
いくつかの注意事項
オペアンプをベースにした単純な電圧アンプ (任意の回路を選択可能) は、文字通り「膝の上」で作成できます。 ただし、いくつかの機能を考慮する必要があります。 回路内のフィードバックが負であることを確認することが不可欠です。 これは、アンプの非反転入力と反転入力を混同することが許されないことも示唆しています。 さらに、直流電流のフィードバック ループが存在する必要があります。 そうしないと、オペアンプがすぐに飽和状態になってしまいます。
ほとんどのオペアンプの入力差動電圧は非常に小さいです。 この場合、電源の接続に関係なく、非反転入力と反転入力間の最大差は 5 V に制限されます。 この条件を無視すると、かなり大きな電流値が入力に現れ、回路のすべての特性が劣化することになります。
最悪の場合はオペアンプ自体が物理的に破壊されてしまうことです。 その結果、オペアンプ回路は完全に動作しなくなります。
考慮すべき
そしてもちろん、オペアンプの安定した長期的な動作を保証するために従うべきルールについて話し合う必要があります。
最も重要なことは、オペアンプの電圧利得が非常に高いということです。 また、入力間の電圧がミリボルトの何分の一でも変化すると、出力における電圧の値が大幅に変化する可能性があります。 したがって、次のことを理解しておくことが重要です。オペアンプの出力は、入力間の電圧差がゼロに近い (理想的には等しい) ことを保証しようとします。
2 番目のルールは、オペアンプの消費電流が非常に小さく、文字通りナノアンペアであることです。 電界効果トランジスタが入力に取り付けられている場合は、ピコアンペアで計算されます。 このことから、どのオペアンプが回路に使用されているかに関係なく、入力は電流を消費せず、動作原理は同じであると結論付けることができます。
しかし、オペアンプが実際に入力電圧を常に変化させると考えるべきではありません。 物理的には、2 番目のルールと一致しないため、これを達成することはほとんど不可能です。 オペアンプのおかげで、すべての入力の状態が評価されます。 外部フィードバック回路を使用して、電圧が出力から入力に転送されます。 その結果、オペアンプの入力間の電圧差はゼロになります。
フィードバックの概念
これは一般的な概念であり、すでにテクノロジーのあらゆる分野で広い意味で使用されています。 どのような制御システムにも、出力信号と設定値（基準）を比較するフィードバックが備わっています。 現在の値に応じて、希望の方向に調整が行われます。 さらに、制御システムは、道路を走行する自動車であっても、何でもかまいません。
ドライバーがブレーキを踏むと、そのフィードバックが減速の始まりとなります。 このような簡単な例から類推することで、電子回路におけるフィードバックをよりよく理解できるようになります。 そして、ブレーキペダルを踏むと車が加速する場合の負のフィードバックです。
エレクトロニクスにおけるフィードバックは、信号が出力から入力に転送されるプロセスです。 この場合、入力の信号も抑制されます。 一方で、これはあまり合理的な考えではありません。なぜなら、外から見るとゲインが大幅に減少するように見えるかもしれないからです。 ちなみに、エレクトロニクスにおけるフィードバックの開発の創設者は、そのようなフィードバックを受けました。 しかし、オペアンプへの影響をより詳細に理解することは価値があります - 実際の回路を検討してください。 そして、実際にはゲインがわずかに減少しますが、他のパラメータをわずかに改善できることが明らかになるでしょう。
- 周波数特性を滑らかにします（必要なレベルに整えます）。
- アンプの動作を予測できます。
- 非線形性や信号歪みを除去できます。
フィードバックが深くなるほど（負のフィードバックについて話しています）、開ループ特性がアンプに与える影響は少なくなります。 その結果、すべてのパラメータは回路が持つ特性のみに依存することになります。
すべてのオペアンプが非常に深いフィードバックを伴うモードで動作するという事実に注目する価値があります。 また、電圧利得 (開ループの場合) は数百万に達することもあります。 したがって、オペアンプ増幅回路は、電源と入力信号レベルに関するすべてのパラメータへの準拠という点で非常に要求が厳しくなります。
